Чому LTSpice не передбачає цього коливання підсилювача?


15

Я розробляю схему, яка виконує функцію електронного навантаження для стенд-тестування джерел живлення. Попереднє запитання про тестування цієї схеми отримало кілька дуже корисних відповідей, і їх можна знайти тут: Як перевірити стабільність підсилювача? . Це запитання стосується того, як інтерпретувати результати моделювання та тестування.

Це схематична схема, як імітується та перевіряється на дошці:

введіть тут опис зображення

Сюжет, створений LTSpice, вказує, що схема досить стабільна. На підйомі 5В спостерігається промах на 1мВ, який вирішується за один цикл. Це навряд чи можна побачити, не збільшуючи зусилля.

введіть тут опис зображення

Це знімок того ж тесту з використанням області застосування на схемі, що працює на макеті. Підвищення напруги набагато менше, а період довший, але тест той самий; подача квадратної хвилі на неінвертуючий (+) вхід підсилювача.

введіть тут опис зображення

Як ви бачите, спостерігається значне перевищення, можливо, 20%, то експоненціальний розпад до стійкого коливання протягом тривалості високого сигналу, і є деякий незначний перехід від падіння. Висота низького сигналу - це лише шум підлоги (близько 8 мв). Це те саме, що при відключенні ланцюга.

Ось так виглядає складання макетної плати:

введіть тут опис зображення

MOSFET знаходиться вгорі на радіаторі, з'єднаний жовтим, червоним та чорним проводами; ворота, злив та джерело відповідно. Червоні та чорні дроти, що ведуть до невеликої протоплати, - це IN + та IN-, відповідно, підключені до бананових гнізд, щоб уникнути струму рівня потужності через макетну плату. Джерело живлення, яке завантажується в тесті, є герметичним свинцево-кислотним акумулятором (SLA), щоб уникнути неполадок у самому джерелі живлення. Срібна перемичка - це куди вводити квадратну хвилю від мого генератора функцій. Резистор, діод і т.д. в нижній лівій частині є частиною підручної схеми встановлення рівня навантаження вручну (на основі потенціометра) і не підключений.

Моє головне питання: Чому LTSpice не передбачає такої значної нестабільності? Було б дуже зручно, якби це було, тому що тоді я міг би імітувати свою компенсаційну мережу. На даний момент я просто повинен підключити купу різних значень і повторно протестувати.

Моя основна гіпотеза полягає в тому, що ємність затвора IRF540N не моделюється в моделі SPICE, і я рухаю ємнісний навантаження ~ 2nF, на яку не враховується. Я не думаю, що це цілком правильно, тому що я бачу ємності в моделі ( http://www.irf.com/product-info/models/SPICE/irf540n.spi ), які виглядають правильним порядком.

Будь-яким способом я можу отримати симуляцію, щоб передбачити цю нестабільність, щоб я також міг налаштувати свої компенсаційні мережеві значення?

ЗВІТ ПРО РЕЗУЛЬТАТИ:

Гаразд, виявилося, що модель LTspice, яку я використовував для підсилювача LM358, була досить старою і недостатньо складною, щоб правильно моделювати частотну характеристику. Оновлення National Semi до відносно недавнього коливання не передбачило коливань, але чітко показало 20-відсотковий промах, який дав мені щось працювати. Я також змінив пікову напругу імпульсу, щоб відповідати моєму випробуванню на дошці, що полегшило побачити промах:

Сюжет LTspice з кращою моделлю LM358N

На основі цього "зворотного зв'язку" я почав із одностайно рекомендованого методу компенсації, який, на мою думку, є прикладом домінуючої полюсної компенсації. Я не впевнений, чи є резистор затвора частиною тієї чи другої схеми компенсації, але це виявилося для мене критично важливим. Ось значення, з якими я потрапив після значної кількості спроб та помилок:

Компенсація схематична

Це дало дуже стабільну форму хвилі, хоча я хотів би отримати підйом і падіння трохи різкіше, якщо зможу, щоб краще перевірити частотну характеристику джерел живлення, які я буду тестувати з цим навантаженням. Я над цим трохи попрацюю.

Компенсований сюжет LTspice

Потім я використав нові значення на дошці, і ось, ось я отримав це:

Компенсація пострілу

Я був дуже налаштований на це :)

Тим більше, що, щоб вписатись у нові компоненти, я зробив паразитичні дошки гіршими, ніж кращими:

введіть тут опис зображення

Так чи інакше, цей закінчився щасливо, сподіваюся, що це допомагає іншим, хто знайде його в пошуку. Я знаю, що я вирвав би те маленьке волосся, що у мене залишилося, намагаючись набрати ці значення, натискаючи різні компоненти на дошку :)


1
LTSpice не розуміє індуктори (також дротяні перемички) між вашою дошкою та MOSFET. Він також не розуміє ймовірний звивистий шлях, який проходить 0В під час використання дошки. LTSpice WILL буде ємністю затвора, і також варто відзначити, що опор джерела буде ставити резистор середнього значення послідовно з цією ємністю затвора.
Енді ака

1
Використовувана мною модель IRF540 (PSpice) містить об'ємну кришку додатка. 2nF, кришка джерела воріт 1,1nF та кришка зливу для додатків. 0,5nF. Я гадаю, проблеми виникають через паразитичні впливи L і C на дошці. Вам слід зменшити зайняту площу (коротші дроти з'єднання).
LvW

1
Дивіться мою відповідь нижче (потрібна реальна модель opamp та компенсаційна мережа).
LvW

1
Додайте шапку з низьким коефіцієнтом ESR 0,1uF з мінімальним можливим рядом L від оп.п.д. Це може виглядати фізично подібним до підключеного до Vcc зараз, але без величезної петлі з’єднання та довгих доріжок дошки. Він, ймовірно, підключатиметься до корпусу ІС від штифта 8 до штифта 4 і виглядатиме потворно, але працювати напівскінченно краще. Потім додайте великий електролітичний ковпачок через рейки живлення, де лінія Vcc потрапляє на рейку силової панелі. Якщо ви зможете дозволити собі провести це, зараз, потворно виглядаючи від штифта 4 до жерсті 8 якомога прямо, що може допомогти, ...
Рассел Макмахон

1
... але шанси на 0,1 uF у вас зараз (замість попереднього L + C) допоможуть достатньо. Якщо це не допомогло чи не допомогло достатньо, спробуйте сказати резистор 10 Ом від виходу opamp до FET воріт. Зазвичай, щоб зупинити речі трохи більш хибними та з меншими причинами, ніж коливання, які ви бачите. | Це, мабуть, перелік найбільш релевантних моментів, але заземлення обох входів невикористаного операційного апарату не є поганою ідеєю (можливо :-) - тобто Мерфі іноді має інші ідеї). Звіт назад .... ТОГО ви можете подивитися на те, що не так у моїй схемі Q&A, з якою мають справу інші.
Рассел МакМахон,

Відповіді:


10

Для блоку LM358 існують різні моделі. Моделювання PSpice на основі "LM358" призводить до фазового запасу додатка. 50 ... 60 град. Але, мабуть, це дуже проста модель.

Однак при використанні моделі LM358 / NS маржа незначно негативна ! Це пояснює спостережувану нестабільність під час вимірювань. Отже, необхідна зовнішня стабілізація схеми зворотного зв'язку.

Компенсація : Схема компенсації (послідовне підключення R = 500 ... 1000 Ом і C = 50 ... 100nF) на виходному вузлі opamp забезпечує фазовий запас додатку. 50 град. (моделювання).


Це була важлива допомога. Я використовував модель LM358 Spice з 1989 року, яка була набагато простішою, ніж модель LM358 / NS, яку я знайшов на основі вашого покажчика. Я також зменшив амплітуду введеної квадратної хвилі під час моделювання, щоб відповідати моєму рівню тесту, і між ними я чітко бачу 20-відсотковий промах із експоненціальним розпадом на підйомі. Коливання не відображаються на графіку моделювання, але я зараз повністю задоволений перекриттям, розуміючи, чи зможу я компенсувати це акуратно, коливання, ймовірно, піде з ним. Я повідомлю про те, як це йде :)
скані

Чи можете ви уточнити розміщення компенсаційних компонентів, які ви згадуєте? Ти думаєш, що 1kΩ між вузлом V.sense та інвертуванням входу та 100nF між вихідним підсилювачем та інвертуванням входу? Я вважаю, це була б компенсація домінуючого полюса, чи не так? (я просто отримую мої умови компенсації прямо в моїй голові :)
scanny

Дякую @LvW, це виявилося проблемою. Як тільки я отримав оновлену модель там, вона поставила мене на шлях до успіху. Ви отримуєте зелену галочку :)
скані

Сканні, за допомогою конденсатора зворотного зв’язку ви тепер перетворили операційний підсилювач на інтергатор (низькочастотний з дуже маленькою кутовою частотою). Звичайно, це стабілізує всю ланцюг, оскільки пропускна здатність різко зменшується - з наслідком поганої реакції імпульсу (час підйому збільшується). У системах управління цей метод називають «стабілізацією до смерті». Якщо ви можете з цим жити - добре. Якщо ні, то потрібно спробувати дещо більш "хитру" компенсацію.
LvW

1
Як я вже розповідав у детальній відповіді: Підключення серії RC між вихідним сигналом та землею (0,5 ... 1 кОм та 50 ... 100nF).
LvW

3

Моделювання LTSpice не може враховувати елементи, які ви не ввели: у цьому випадку ваша проводка, що додає фільтр (фільтр RLC при цьому).

Те, що ви бачите, - це крок відповіді, коли ви починаєте запускати (майже) квадратну хвилю в підсилювач. У той момент, коли ви спочатку імпульсуєте вхід (затримуючи тишу протягом значної кількості часу), ви бачите перехідні демпфіровані реакції (видно на перших кількох циклах комутації), а потім стає ближчим до того, що ви очікували бачити.

Хоча FET, мабуть, є достатньо низькою ємністю для приводу підсилювача, звичайна практика від'єднувати ємність затвора через резистор. Це сформує фільтр низьких частот на воротах FET, тому відбувається компроміс відповіді ланцюга на дзвінок / перемикання підсилювача. Це те, що ви бачите, як тільки зникне початкова відповідь кроку. Існує також полюс від інвертувального входу до опорного ланцюга (земля), і звичайно бачити невеликий конденсатор у циклі зворотного зв'язку приблизно тієї ж ємності, щоб компенсувати це.

Значення, яке ви повинні використовувати, залежить від компонування ланцюга, але в цьому випадку я почав би приблизно з 100pF (на правильно викладеній друкованій платі це значення буде більше схожим на 5pF до 10pF).

На дзвінку підсилювача на аркуші даних можуть бути графіки, які показують перекриття / підкреслення та різні ємнісні навантаження. Це досить часто в сучасних таблицях підсилювачів.

HTH


2

Я б не застосував такої схеми. Ця схема легко перетворюється на стайну. Між виходом і затвором транзистора ставлять резистор R1 = 1kOhm. Між джерелом транзистора і інвертуючим входом операційного підсилювача ставлять резистор R2 = 10 кОм. Між виходом і інвертуючим входом операційного підсилювача ставлять конденсатор С1 = 1000пФ.


Дякую Олександре, ці значення були гарною відправною точкою, і тоді я налаштував їх звідти :)
scanny
Використовуючи наш веб-сайт, ви визнаєте, що прочитали та зрозуміли наші Політику щодо файлів cookie та Політику конфіденційності.
Licensed under cc by-sa 3.0 with attribution required.