оп amp + mosfet = джерело струму. Чому нам потрібен резистор зворотного зв'язку?

Резистор зворотного зв'язку потрібен для компенсації похибки вхідних струмів? Як вибрати опір R2.

Джерело ланцюга

Резистор R2.

Чи можу я використовувати цю схему, підсилювач з диференціальним діапазоном вхідної напруги = +/- 0,6 В? Я не впевнений. Я думаю, НЕ

R2 (10k R4 на моєму діаграмі) є для формування разом із С1 (1nF конденсатором) інтегратора Міллера для запобігання небажаних коливань. І так, ця схема іноді коливатиметься, головним чином через погану конструкцію друкованої плати / макетної плати. І ось у вас є приклад із реального світу (макет).

Без ємності Міллера:

І після того, як я додаю ємність Міллера в ланцюг:

http://www.ecircuitcenter.com/Circuits_Audio_Amp/Miller_Integrator/Miller_Integrator.htm

EDIT

Сьогодні я тестую цю схему ще раз. І результат такий: Для RG = 0 Ом ; РФ = 10 к Ом без ланцюга ємності Міллера коливаються (I_load від 1mA до 1A).

Але несподіванка зненацька Якщо я короткий резистор ВЧ (10 К), коливання магічно зникають (навіть якщо RG = 1 К Ом).

Отже, здається, що основною причиною коливань у моєму ланцюзі був резистор зворотного зв’язку. Я підозрюю, що РФ разом з вхідною ємністю опмпаму та деякою паразитарною ємністю додають полюс (відставання) до ланцюга і ланцюг починає коливатися.
Я навіть міняю підсилювач на "набагато швидше" (TL071). Результати були майже такі ж, за винятком того, що частота коливань була значно вищою (713 кГц).

Вам не потрібен резистор зворотного зв’язку, а також не потрібен C1. Я думаю, що "конструктор" має якесь дивне уявлення про те, що схема буде коливатися без них, але це не буде.

• Коливання відбудуться, якщо Q1 забезпечить посилення - це не буде, оскільки він є послідовником джерела.
• Коливання відбудуться, якщо Q1 призведе до значного зсуву фази, і це більше можливо, але все ж малоймовірно, якщо R1 (резистор затвора) буде низьким значенням.

Насправді через наявність R3 R1, ймовірно, зайвий вимогам.

Ось приклад схеми від аналогових пристроїв: -

Я не бачу двох резисторів і конденсатора в цій схемі. Якщо ви використовували поганий підсилювач для цього додатка (через напруги зміщення входу, що спричиняє неточності в струмі), як LM358, вам слід розглянути можливість використання біполярного транзистора, як показано на аркуші даних на сторінці 18: -

Однак я вважаю, що це буде працювати з MOSFET, якщо ви не використовуєте резистор затвора (або дуже маленький). Існує маса прикладів використання LM358 з MOSFET без усіх "додаткових": -

Це стандартна конфігурація для обробки ємнісного навантаження, такого як довгі кабелі (всередині стандартної конфігурації потокової раковини).

Призначення R1 / R2 / C1 - від'єднати вихідний підсилювач від ємнісного навантаження, представленого ємністю MOSFET затвора / джерела, послідовно з R3 .

Це непотрібно, якщо R3 значно більший порівняно з вихідним опором відкритого циклу підсилювача (між 8-70 Ом для звичайних звичайних підсилювачів ** із струмами живлення в діапазоні ~ 1mA на підсилювач) або MOSFET має низьку вхідну ємність, або якщо підсилювач розроблений для роботи з великим або необмеженим ємнісним навантаженням (якщо будь-яка з цих трьох умов є істинною).

R1 ізолює навантаження, тоді як C1 / R2 забезпечує другий шлях зворотного зв'язку (він же "компенсація в циклі"). Якщо у вас R1, ви повинні мати C1 / R2. Тільки R1 погіршує ситуацію.

** Вам слід бути дуже обережними з підсилювачами малої потужності, які часто рекомендують ізолювати ємнісні навантаження, що перевищують лише 100 пФ.

Редагувати: @ G36 надав реальний показник, що ілюструє ефект (+1). Ймовірно, він не коливатиметься з R2 = 0 а не 330, але це залежить від використовуваного MOSFET та навантаження в контурі зливу. У будь-якому випадку, це зменшить фазовий запас, що призведе до перевищення / недоліку струму.$\Omega$

Редагувати ". Щодо вибору значень для даної ситуації, див. Це посилання. R2 повинна бути такою величиною, що вона набагато вище, ніж R3, і не настільки низькою, що це невиправдано спричиняє зсув або інші погані ефекти. Скажіть у діапазоні 1K-10K зазвичай, але він може бути більшим або нижчим при дуже низькій потужності або високій частоті відповідно.

Тому виберіть значення для C1. Мінімальне значення R2:

$R_2 (min) = C_L \frac{R_O + R_1}{C_1}$ де RO - вихідний опір відкритого циклу підсилювача, а C_L - ємність навантаження.

Отже, якщо ємність навантаження 10nF, включаючи ефект Міллера, R1 - 100 Ом, RO - 100 Ом, а C1 - 100nF, то R2 (хв) = 20 Ом. Отже схема, як показано (якщо мої припущення є обґрунтованими), є надмірно компенсованою і реагуватиме набагато повільніше, ніж потрібно.

Якщо виберемо C1 = 100pF, тоді R2 = 10K. Або ви можете використовувати 1nF та 1K.

Конденсатор у цій схемі запобігає сплеску струму при включенні ланцюга. Коли схема вимкнена, вона повністю розряджається, а коли вона включається, вихід буде ВК, а струм буде вимкненим або нижчим за цільовий. Негативний термінал підсилювача підсилювача підводиться до виходу підсилювача. Потім вихід буде зростати, поки не буде досягнуто цільового значення.

Якщо його немає, негативний термінал підсилювача буде знаходитися на землі, тоді як вихідний підсилювач збільшується до напруги, вищої за цільову, оскільки він рухає ємність затвора через 100 Ом і, можливо, може наситити. Коли FET увімкнеться, може виникнути переохолодження, коли підсилювач напруги відновлюється від насичення.

Добре, це є непарної ланцюгом. Не обов’язково погано.

Майте на увазі, що вихідний підсилювач невеликий наземний сигнал, і ви побачите, що R2 і C1 утворюють фільтр низьких частот. R1, що діє проти транзисторного затвора, також діє як трохи фільтра.

С1 також вводить зміни на вихідний підсилювач назад на інвертуючий вхід і, таким чином, прискорює його реакцію на крокові зміни на вході керування. Це впливає на уповільнення реакції вихідного підсилювача.

Оптимізація схеми буде залежати, серед іншого, від вхідного опору підсилювача.

Цікаво, що все це поєднується, щоб оптимізувати цю ланцюг для динамічних змін навантаження та у вхідному посиланні.