TL; DR
Подано схему на основі топології регулятора, стійкої до будь-якого ємнісного навантаження, що включає діод послідовно з вихідним струмом. Напруга, що розвивається на цьому діоді, є номіналом журналу струму, що дозволяє вимірювати дуже широкий діапазон струму за допомогою одного діапазону напруги. Відмінна динамічна стабільність була продемонстрована в моделюванні.
При малому струмі ланцюг шумно і повільно (немає великого здивування). Наведені результати показують приблизно +/- 5% RMS-шуму при низьких струмах, для часу відстояння 10uS для струмів 1uA і вище, збільшуючи до 1 секунди час відстоювання для струмів до 1nA.
/ TL; DR
Я підозрюю, що вам не потрібна висока точність. Ви думаєте, що ви робите це через величезний діапазон від nA до 500mA. Очевидно, що +/- 1nA при 500mA вимагає колосальної точності. Я підозрюю, що +/- 10% при 500mA одночасно з +/- 10% при декількох nA і один діапазон для покриття обох без комутації буде корисним.
Початкова думка, яку я спочатку кинув як пропозицію, наведена внизу допису для ознайомлення.
На жаль, він має фатальний недолік. Хоча він може вказувати на 1nA досить добре, оскільки струм раптово зростає, вихідний сигнал підсилювача спочатку не рухається, як через внутрішню компенсацію, так і C1. Як результат, вихідна напруга на мить падає більш ніж на 1 В (необхідний для отримання струму, що протікає через Q1 і D1), що сильно бентежить будь-який MCU, що подається цією лінією.
«Рішенням» є включення в аналіз ємності роз'єднання шини MCU. Однак додатковий C на лінії MCU провокує нестабільність, оскільки він перебуває в манері з інвертуванням входу OPAMP і практично не компенсується в широкому діапазоні, який ми хочемо.
Отже, наступна думка полягала в тому, що "це в основному підсилювач трансимпансу, хоча і з дуже нелінійним резистором зворотного зв'язку, наскільки вони стабільні?" Швидкий пошук тих, хто привів мене до статті Боба Піза (RAP Nat Semi, Bob Pease - обов'язково читає будь-якого дизайнера-аналога. Якщо ви нічого не берете з цієї відповіді, викопайте та прочитайте деякі його речі!)
Було швидко видно, що передбачувана ємність на інвертувальному вузлі підсилювача, хоча і велика в порівнянні з pF, була дуже мала порівняно з 10uF, яку ми могли б знайти на лінії VCC, і швидке налаштування швидкості передбачало постійний резистор зворотного зв'язку, так ця топологія була нестартовою.
Тоді я подумав, що якщо ми не збираємося витісняти MCU, коли змінює струм, він повинен вести себе як регулятор. Я згадав питання про тантал проти керамічних вихідних конденсаторів ЛДО. Архітектури, які розраховують на стійкість півтора ОМ танталу, не є стійкими до кераміки. Коли топологія буде змінена на толерантність кераміки до нульової ШОЕ, вони можуть допустити будь-яке велике значення вище зазначеного мінімуму.
Для того, щоб впоратися з великим вихідним конденсатором, він розроблений як домінуючий полюс, джерело вихідного струму перетворює його на інтегратор, зберігаючи решту ланцюга управління з фазовим зсувом менше 45 градусів. Після того, як цей фліп зроблений, вихідний конденсатор може бути будь-якого розміру більшим, і LDO все ще буде стабільним. Вихідний конденсатор регулятора забезпечує весь заряд напруги під час події зміни струму.
Зараз я шукав нотатки програми LDO. Це результат нового дизайну. Він широко схожий на оригінальний у концепції постійного струму, але побудований навколо вихідного конденсатора і використовує хитрощі, використовувані НДО, призначеними для кераміки, для отримання достатньої стабільності.
Аналіз
Q2 - пристрій серійного пропускання PNP, сконфігурований з R2 для вихідного струму. Цей конкретний тип - це 1 Amp, 200 hfe 150, 50v, 400MHz ft досить кулінарна частина, яка була в бібліотеці LTSpice. I1 змінює його до номінального 10mA, щоб зменшити дельту V, необхідну при раптовому збільшенні струму від нуля, і забезпечити істотну раковину струму, щоб впоратися з раптовим зменшенням струму.
D1 - наш старий друг, нелінійний елемент, через який вихідний струм розвиває напругу журналу. Я використав 1n4148, як це було в бібліотеці. До нього приєднується R1, щоб визначити нижній кінець поточного діапазону (10mV на 1nA), D3 для лову зворотних напруг, коли струм раптово зменшується, і C2, оскільки це покращує стабільність і перевищення виходу. Зауважимо, що якщо 1N4148 буде замінено на типів beefier 1n400x, їх більш висока ємність буде повністю поглинена C2, тому вони досить добре змодельовані для стабільності.
Я б моделював TL071. Спочатку я спробував LTC1150, який мав ГБВ 1,5 МГц, але намагався отримати розумну стабільність. Потім я перейшов на показаний LT1022. Це трохи швидше на 8 МГц ГБВ, але є багато набагато швидших деталей.
Мережа навколо нього включає R3 до 0v, C3 для стабільності та R4, щоб додати нуль до C3, як це пропонується в примітках до програми LDO. З цими цінностями, до яких дійшов надію на сподівання, це вже непогано. Я впевнений, що це може бути краще за допомогою трохи належного аналізу. Замість того, щоб використовувати стабільний підсилювач, який швидше отримує єдність, краще використовувати той, який декомпенсується.
Це звичайно виглядає досить стабільно для цієї мети. Кожен, хто будує цю схему для використання в гніві, може виявити ще кілька немодельованих паразитиків, які знижують стабільність, але я б запропонував почати з ще більш швидкого підсилювача, щоб дати собі трохи більше ліктя.
I2 забезпечує демо-завантаження поточного часу для демонстрації. Як видно з рядка параметрів, він скорочується від 100pA до 100mA зі швидкістю 100nS (тобто зміна струму в одному циклі 10 МГц), і знову назад. Діод D2 забезпечує зручний спосіб моделювання для відображення струму журналу, і не є частиною цільової ланцюга.
Роблячи моделювання, я вважаю за краще, щоб усі "дії" були приблизно 0v, тому для показаних тут рейок -5, 0v та + 5v читайте 0v, + 5v та + 10v відповідно для програми OP.
Це загальний перехідний сюжет
Початкове значення постійної напруги вихідної напруги становить 0,5 мВ для 100pA, а коли я переходжу від 1nA, це приблизно 5mV, тому у нас є розумна дискримінація на рівні і нижче рівня 1nA.
Під час збільшення струму незначне перевищення величини вимірювання.
Шкала вражає межі діода, коли струм зменшується. Є також хвіст з читанням 20 мс при переході від 100mA до 100pA, я не знаю, як це покращити, можливо, хтось має пропозицію. Хвіст все ще присутній при переході вниз до 10nA, але при переході вниз до 100nA і більше хвіст відсутній. Для цього додатка я думаю, що це нормально.
У наступних трьох сюжетах ми розглянемо всю важливу стабільність вихідної напруги в рейці.
З підвищенням від 100pA до 100mA
Перехідний залізничний перехід є лише 12мВ, і мертвий такт. Ви не знайдете багато комерційних LDO, які забезпечують таку ефективність для таких бурхливих поточних змін.
і по дорозі назад до 100pA
Без D3, щоб забезпечити зворотну провідність, Vmeas би перекинувся на рейку на деякий час, а не до -0,6 В.
Низький залізничний перехідний період також обмежений 12мВ. Ви можете бачити обмежений темп зменшення вниз, що є результатом потокового потоку I1.
Я не збираюся говорити, що це доказ принципу, але я думаю, що це дуже хороший доказ правдоподібності. Моделювання включає в себе багато паразитиків, Q2 Miller C, компенсацію opamp та, коли продуктивність конкурує з LDO, я думаю, що це досить гарна основа, з якої почати розробляти щось, що може живити MCU, в різних струмах, читаючи велику кількість дальність.
Це показує Vmeas як вихід. Як зазначено в первісному пості, теплова точність буде покращена, якщо її виміряти відносно іншого діода при тій же температурі. Vmeas - низький вихідний імпеданс, тому це дуже просто для простого диференціального підсилювача.
Як і раніше, заміна R1 на резисторі з меншим значенням дасть більш точний лінійний вихідний діапазон для напруг, для яких D1 не проводить.
Проблеми із шумом
Тепер, коли була розроблена стабільна схема, ми можемо почати дивитися на шум. На наступному графіку показано коефіцієнт підсилення від вхідного підсилювача з конденсатором 1nF, встановленим на C2. Криві охоплюють від 100pA до 100mA. Криві 100pA та 1nA не відрізняються від яскраво-синього та дуже близькі до червоної кривої 10nA. 1uA рожевий, 1mA темно-синій, крива 100mA найнижча як фіолетова.
Використання імітаційного шуму LTSpice та використання. Вимірювання для інтеграції вихідного шуму по ширині смуги від 10 мГц до 10 МГц, використовуючи конденсатор 33nF для С2, призвело до відносно постійного шуму 2 мВ Rms для струмів 1nA до 100uA, при цьому шум падав із збільшенням струмів приблизно до 100uV rms при 100mA.
Штраф збільшеного значення С3 був збільшений час відстоювання після крокового зменшення струму. Час виходу кінцевого значення в межах 1мВ становило приблизно 10мС до 1уА, 60мС до 100нА, 500мС до 10нА і 900мс до 1нА.
Теперішній підсилювач, LT1022, вимагає декількох 10с нВ на 1 кГц. Згадана раніше стаття підсилювача трансимпанції Боба Піаса дозволяє припустити, що 3nV є можливим при вході низького струму FET, використовуючи дискретні низькошнурові FET в якості переднього кінця до складеного підсилювача. Використання такого вдосконаленого opamp повинно знизити рівень шуму на порядок.
Це оригінальна пропозиція, для довідки.
імітувати цю схему - Схематично створено за допомогою CircuitLab
Операційний підсилювач подаватиме струм через Q1 і D1, щоб підтримувати вихідну напругу на рівні 5 В, тому ваш MCU завжди бачить правильну робочу напругу.
Напруга, яку ви вимірюєте між двома діодами, пропорційна логу відношення струму D1 до струму D2. Хоча ви можете працювати тільки з напругою в межах D1, це залежить від температури. Цей метод використовує D2 для компенсації цієї залежності.