Яка конфігурація краще для спускання бази транзистора NPN?

Я обговорював резистори, що тягнуться, зі своїм колегою. Ось дві конфігурації для транзистора як комутатора.

Вхідний сигнал може надходити або з мікроконтролера, або з іншого цифрового виходу для приведення навантаження, або з аналогового сигналу для подачі буферного виходу з колектора транзистора в мікроконтролер.

Зліва з Q1 - конфігурація мого колеги. Він заявляє, що:

• Резистор 10K необхідний безпосередньо в базі, щоб запобігти випадковому включенню Q1. Якщо використовується конфігурація праворуч із Q1, опір буде занадто слабким, щоб тягнути основу вниз.
• R2 також захищає від перенапруги та забезпечує стабільність у разі зміни температури.$V_{BE}$
• R1 захищає від перенапруги до бази Q1 і буде резистором більшого значення, якщо напруга від "uC-out"високої (наприклад + 24В). Там буде сформований дільник напруги, але це не має значення, оскільки вхідна напруга вже досить висока.

Праворуч із Q2 - моя конфігурація. Я думаю що:

• Оскільки база транзистора NPN не є високою точкою опору, як MOSFET або JFET, а транзистора менше 500, і для включення транзистора потрібно щонайменше 0,6 В, резистор, що спадає не є критичним і в більшості випадків навіть не потрібен.$H_{FE}$
• Якщо в платі буде поставлений спусковий резистор, то значення точного 10 К - це міф. Це залежить від вашого енергетичного бюджету. 12K буде добре, а також 1K.
• Якщо використовується ліва конфігурація з Q1, то дільник напруги створюється і може створювати проблеми, якщо вхідний сигнал, який використовується для перемикання транзистора, низький.

Отже, для уточнення речей, мої запитання:

1. Чи є резистор 10K, що виконується, що я повинен застосовувати щоразу? Які речі слід враховувати при визначенні значення резистора, що спадає?
2. Чи справді потрібний висувний резистор у кожному застосуванні? У яких випадках потрібен розсувний резистор?
3. Якій конфігурації ви б віддали перевагу і чому? Якщо ні, яка була б краща конфігурація?

Узагальнене рішення:

• Дві конфігурації близькі до рівнозначних.

• Або в усіх випадках було б однаково добре.

• У ситуації, коли одна була кращою за іншу, дизайн був би надмірно маргінальним для використання в реальному світі (оскільки все, що є настільки важливим, щоб зробити їх різними, суттєво означає, що операція "прямо на межі"). .

• або R 4 потрібні лише тоді, коли V i n може бути з розімкнутим ланцюгом, що в цьому випадку є гарною ідеєю. Значення до приблизно 100 К, мабуть, у більшості випадків добре. 10k - хороша безпечна цінність у більшості випадків.$R_{2}$$R_{4}$$V_{in}$

• Вторинний ефект у біполярних транзисторах (на який я нагадав у своїй відповіді) означає, що R2 та R4 можуть знадобитися для занулення Icb зворотного струму витоку зміщення. Якщо цього не зробити, то воно буде здійснюватися переходом і може призвести до включення пристрою. Це справжній ефект реального світу, який добре відомий і добре зафіксований, але не завжди добре викладається на курсах. Дивіться додаток до моєї відповіді.

---

Лівий чохол:

• Напруга приводу знижується на , що означає на 9% менше. $\frac{10}{11}$
• База бачить 10K на землю, якщо вхід є відкритим контуром.
• Якщо вхід LOW, то база бачить приблизно 1 К до землі. Насправді 1К // 10К = по суті те саме.

Правий чохол:

• Привід = 100% застосовується через 1K. $V_{in}$
• База бачить 10K до землі, якщо є розімкнутим ланцюгом. (на відміну від 11 К). $V_{in}$
• Якщо вхід LOW, база бачить 1K, що по суті те саме.

R2 і R4 діють, щоб перемикати струм витоку основи на землю. Для низькопотужних або малих сигнальних медузинових транзисторів, до кількох Вт, цей струм дуже малий, і зазвичай не вмикає транзистор, але це може бути в крайніх випадках - так що, скажімо, 100K зазвичай буде достатньо для збереження бази низькою .

Це стосується лише тоді, коли - це розмикання. Якщо V i n є заземленим, це означає, що він НИЗЬКИЙ, то R1 або R5 знаходяться від основи до землі, а R2 або R4 не потрібні. Хороший дизайн включає ці резистори, якщо V i n коли-небудь може бути відкритим ланцюгом (наприклад, штифт процесора під час запуску може бути відкритим контуром або невизначений).$V_{in}$$V_{in}$$V_{in}$

Ось як приклад, коли дуже короткий "блиск" через плаваючого штифта був головним наслідком: Дуже давно у мене з'явилася схема, що контролює 8-трекову стрічку з відкритим котушком даних. Коли система вперше була включена, стрічка бігатиме назад з великою швидкістю і пуститься. Це було "дуже-дуже дратує". Код був перевірений і помилки не знайдено. Виявилося, що привід порту вийшов з розімкнутим ланцюгом, коли порт ініціалізувався, і це дозволило плавучій лінії витягнутись високо на стрічку колоди, яка поставила код перемотування назад на порт стрічки. Це перемотування! Код ініціалізації не дав явного команду стрічці зупинятися, оскільки передбачалося, що вона вже зупинена і не запуститься сама собою. Додавання явної команди зупинки означало, що стрічка буде смикатися, але не розбещується. (Розраховується на пальці мозку - хммм 34 роки тому). (Це було на самому початку 1978 року - зараз майже 38 років тому, коли я редагую цю відповідь). Так, у нас тоді були мікропроцесори. Просто :-).

---

Особливості:

Резистор 10K необхідний безпосередньо в базі, щоб запобігти випадковому включенню Q1. Якщо використовується конфігурація праворуч із Q1, опір буде занадто слабким, щоб тягнути основу вниз.

Ні!

10K = 11K для практичних цілей 99,8% часу, і навіть 100k працювали б у більшості випадків.

R2 також захищає VBE від перенапруги та забезпечує стабільність у разі зміни температури.

Жодної практичної різниці в будь-якому випадку.

R1 захищає від перенапруги до бази Q1 і буде резистором більшої величини, якщо напруга від «uC-out» буде високою (наприклад + 24V). Там буде сформований дільник напруги, але це не має значення, оскільки вхідна напруга вже досить висока.

Деяка заслуга.

R1 розмірний, щоб забезпечити бажаний струм базового приводу, так що так.

$R_{1} = \dfrac{V}{I} = \dfrac{(Vin - Vbe)}{I{desired\, base\, drive}}$

Оскільки низький, і ви проектуєте для більш ніж достатнього струму, тоді:$V_{BE}$

$R_{1} \cong \dfrac{Vin}{Ib_{desired}}$

- деβ= посилення струму. $I_{base \ desired} >> \frac{Ic}{\beta}$$\beta$

Якщо (наприклад, BC337-40, де β = 250 до 600), тоді проектуйте для β ≤ 100, якщо немає особливих причин цього не робити. $\beta_{nominal} = 400$$\beta =$$\beta \leq 100$

Наприклад, якщо то β d e s i g n = 100 . $\beta_{nominal} = 400$$\beta_{design} = 100$

Якщо і V i n = 24 V, то$Ic_{max} = 250mA$$V_{in} = 24V$

Rb=

$$I_b = \frac{I_c}{\beta} = \frac{250}{100} = 2.5mA$$ $$R_b = \frac{V}{I} = \frac{24V}{2.5mA} = 9.6k \Omega$$

Ми можемо використовувати 10k, оскільки бета-версія консервативна, але 8.2K або навіть 4.7k нормально.

$$Pr_{4.7k} = \frac{V^2}{R} = \frac{24^2}{4.7k} = 123mW$$

Це було б нормально з резистор,але123 мВт, можливо, не зовсім тривіальний, томуможнаскористатись 10 кт резистором.$\frac{1}{4}W$

Зверніть увагу, що потужність перемикаючого колектора = V x I = 24 x 250 = 6 Вт.

Праворуч із Q2 - моя конфігурація. Я думаю що:

Оскільки база транзистора NPN не є високою точкою імпедансу, як MOSFET або JFET, а коефіцієнт випромінювання транзистора менше 500, а для включення транзистора потрібно щонайменше 0,6 В, резистор, що спадає, не є критичним , а в більшості випадків навіть не потрібен.

Як і вище - начебто так, але АЛЕ тобто витік основи іноді вас укусить. Мерфі каже, що без підриву він випадково вистрілить з натовпу картоплі в натовп безпосередньо перед головним актом, але що витягнення від 10 до 100 тис. Врятує вас.

Якщо в платі буде поставлений спусковий резистор, то значення точного 10 К - це міф. Це залежить від вашого енергетичного бюджету. 12K буде добре, а також 1K.

Так!
10k = 12k = 33k. 100к МОЖЕ бути трохи високим.
Зауважте, що все це стосується лише тих випадків, коли Він може вийти з відкритого контуру.
Якщо Він або високий, або низький, або десь між ними, то шлях через R1 або R5 буде домінувати.

Якщо використовується ліва конфігурація з Q1, то дільник напруги створюється і може створювати проблеми, якщо вхідний сигнал, який використовується для перемикання транзистора, низький.

Тільки у дуже-дуже-дуже екстремальних випадках, як показано.
IR2=V b

$$I_{R1} = \frac{V}{R} = \frac{V_{in}-V{be}}{R1}$$
$$I_{R2} = \frac{V_{be}}{R_2}$$

Тож частка, яку R2 "вкраде", є

$$\frac{I_{R2}}{I_{R1}} = \frac{\frac{V_{be}}{R_2}} { \frac{V_{in}-V_{be}}{R_1}}$$
$$\frac{I_{R2}}{I_{R1}} = \frac{R_1}{R_2} \times \frac{V_{be}}{V_{in}-V_{be}}$$

$R_1 = 1k$$R2 = 10K$

$$\frac{R_1}{R_2} = 0.1$$
$V_{be} = 0.6V$$V_{in} = 3.6V$ $$\frac{V_{be}}{V_{in}-V_{be}} = \frac{0.6}{3.0} = 0.2$$ $0.1 \times 0.2 = 0.02 = 2\%$

Якщо ви можете судити про бета-версію та більш уважно, що втрата накопичувача має значення 2%, тоді ви повинні бути в космічній програмі.

• У деяких ключових областях орбітальні пускові установки працюють із запасами безпеки в межах 1% - 2%. Коли ваша навантаження на орбіту становить 3% до 10% від вашої стартової маси (або менше), то кожен відсоток норми безпеки - це перекус від нашого обіду. В останній спробі запуску орбітальної справи північної Кореї використовувався фактичний запас міцності від -1% до -2% десь критично, мабуть, і "сумат банд". Вони в хорошій компанії - США та СРСР на початку 1960-х втратили багато багатьох багатьох пускових установок. Я знав людину, яка рано будувала ракети «атлас». Що весело їм було. Одна російська система НІКОЛИ не дала успішний запуск - занадто складна.) Великобританія запустила один супутник FWIW.

---

ДОБАВЛЕНО

У коментарях було запропоновано, що

R2 і R4 ніколи не потрібні, оскільки NPN - це ТОЧНО керований пристрій. R2 і R4 мали б сенс лише для пристроїв, керованих НАЛОТОМ, таких як MOSFET

і

Як може знадобитися випадання, коли вихід MCU працює на Hi-Z, а транзистор керується струмом? Ви не сказали "хто". Добре. Ви також не хочете говорити "чому"?

Існує важливий вторинний ефект у біполярних транзисторах, внаслідок чого R2 і R4 мають корисну, а іноді і істотну роль. Я обговорюватиму версію R2, оскільки вона така ж, як і версія R4, але трохи "чистіша" для цього випадку (тобто R1 стає неактуальною).

Якщо у Vin є розімкнутий контур, то R2 підключений від основи до землі. R1 не впливає. базові ЗАЯВКИ повинні бути заземлені без джерела сигналу.
Однак перехід СВ - це фактично зворотний зміщений діод кремнію. Струм зворотного витоку буде надходити через діод СВ в основу. Якщо не передбачений зовнішній шлях до землі, цей струм буде протікати через передній зміщений базовий випромінюючий діод на землю. Цей струм умовно призведе до витоку струму Beta x Icb, але при таких низьких струмах вам потрібно переглянути базові рівняння та / або опубліковані дані пристрою. BC337 - таблиця даних має відрізок Icb приблизно 0,1 мкА при
Vbe = 0. Ice0 = базовий струм колектора в цьому випадку становить близько 200 нА.
В цьому прикладі напруга 40 В, але струм приблизно вдвічі збільшується на 10 градусів С, а специфікація - при 25 ° С, а ефект відносно незалежний від напруги. Два тісно пов'язані між собою. Приблизно в 55с ви можете отримати 1 мкА - не так багато. Якщо звичайний Ic дорівнює 1 мА, то 1 мкА не має значення. Мабуть.
Я бачив схеми реального світу, де опущення R2 спричиняло хибні проблеми.
З R2 = скажімо, 100 к, тоді 1 мкА призведе до підвищення напруги на 0,1 В і все добре.

Загрожуючи кинути паливо на вогонь такого надзвичайно суперечливого питання, я додам вашій увазі дві крупи.

$V_{OL(MAX)}$$V_{OH(MIN)}$

Як завжди, проконсультуйтеся з відповідними таблицями даних та спроектуйте їх.

$V_{BE}$$\mu$
$V_{BE}$$I_B$

$\mu$

Через більший струм для R4, ніж для R2, ​​я вважаю за краще ліве рішення. Якби я поставив R2 / R4 на перше місце. Що я, мабуть, не хотів.

Як зазначали Стівен і Рассел, обидва ваші справи близькі до рівнозначних. Однак для нормального цифрового логічного виходу, який працює як на високому, так і на низькому рівні, вам взагалі не потрібен спад. Це я думаю, що Телаклаво намагався сказати, але пізніше зробив мене не таким впевненим у своїх коментарях. У будь-якому випадку, він не високо кваліфікував свою відповідь і не мав особливих передумов.

Типові цифрові логічні виходи CMOS мають транзистори, які активно ведуть лінію як високої, так і низької. У такому випадку резистор однієї серії добре. Це стає спадом, коли цифровий вихід низький, оскільки вихід буде ефективно прив'язаний до землі опором низької сторони FET, коли він включений. Це також допомагає швидше відключити транзистор NPN, оскільки струм фактично буде текти в зворотному режимі через базовий резистор протягом короткого часу, щоб злити деякий заряд з бази. В іншому випадку ця зарядка була б використана, викликаючи значно більший заряд через колектор і випромінювач.

У деяких випадках вам все ще потрібен резистор, що випадає. Якщо цифровий вихід може коли-небудь отримати високий імпеданс, то хороша ідея мати позитивний привід або вимикати базу. Зауважте, що більшість виходів мікроконтролерів починаються з високого опору після живлення. Залежно від мікро і того, як ви його налаштували, може пройти 10 секунд мс, перш ніж вбудована програма може ініціалізувати порт для керування тим чи іншим способом. Якщо важливо, що транзистор не повинен включатись протягом цього часу живлення через глюки чи будь-що інше, тоді вам все одно потрібне витягнення.

Все, що сказано, давайте поглянемо на те, що насправді резистор базового (або підключення для PNP) дійсний для біполярного транзистора. Ці пристрої працюють на струм, а не на напругу. Для включення транзистора повинен бути струм через плаваючу базу. Ємне з'єднання з бродячими сигналами може спричинити значні зміни напруги на вузлах високого опору, але струм, як правило, досить малий. Якщо транзистор не зміщений на межі провідності, а те, що знаходиться внизу за течією, має високий коефіцієнт посилення, розрядний ємнісний пікап на базі, швидше за все, не включить транзистор. Звичайно, ви можете зіткнутися з ситуаціями, коли це відбувається, але це ніде не є проблемою, що це з воротами з високим опором MOSFET.

Якщо ви насправді обмежені простором чи бюджетом, якось переконайтесь, що база транзистора не залишається плаваючою, коли має значення, включений транзистор чи ні. Але якщо виникла ситуація, коли зайве спадання є проблемою, подумайте про це ретельно і вирішіть, чи справді це потрібно, маючи на увазі ймовірність того, що бродячі сигнали виставлятимуть достатньо струму через базу для включення транзистора та наслідки цього турнону .

Просто завжди використовуйте 10 кОм витягнення з релігійних причин або тому, що ви чули, що це гарна ідея - нерозумно.

Результати в реальному світі:

Зелений світлодіод був частково засвічений струмом витоку СВ на зворотному ухилі на 2N3904, коли база була відключена (або 3-констатована під час скидання). Додавання шляху до землі шунтує струм витоку СВ із базової області, і світлодіод тепер був повністю темним.

Це не проблема зі світлодіодом, але, як це було сказано з мотором, можуть виникнути небажані результати від неконтрольованого вибігу після скидання, навіть на короткий час.

Резистор R2 | R4 також допомагає зняти заряд з базової області, щоб швидше переходити від насичення до обрізання. У цьому випадку нижчий опір топології зліва (резистор R2 між базою та землею) кращий.

Якщо джерелом в ланцюзі буде цифровий вихід, який завжди буде витягувати чисто високий або низький, тоді немає необхідності в розсувному резисторі, оскільки будь-який резистор розміром для проходження достатнього струму для задовільного включення транзистора навіть при використанні П'ятивольтова логіка (це означає, що вона скидає 4,3 вольта) не матиме проблем при проходженні будь-якої віддаленої кількості витоку на базі колектора.

Якщо джерелом до ланцюга буде цифровий вихід, який перемикається між високим і плаваючим, і якщо плаваючий передбачається перекласти на "вимкнено", перша конфігурація, як правило, буде вищою за обставин, що стосуються "нормальних" рівнів BJT та логіки, хоча коли з використанням інших типів транзисторів або логічних рівнів є випадки, коли другий буде кращим. Перевага першої конфігурації полягає в тому, що якщо резистор "вимкнути" має розмір для падіння 0,5 вольт при струмі витоку на базі колектора транзистора, кількість витраченого через нього струму зросте лише на 40%, коли транзистор повинен бути включеним. На відміну від цього, в останній конфігурації використовують те саме припущення 0,5 вольт, якщо використовується, наприклад, 3,3 вольт,

Єдиний раз, коли друга конфігурація справді спрацьовує краще, ніж перша, коли напруга "високого" логічного виходу ледве адекватне для включення транзистора. У цьому випадку другий ланцюг робить повний вихід напруги за логікою, доступною для включення транзистора. Навпаки, перший ланцюг дещо знизив би напругу. У біполярних перехідних транзисторів зазвичай існує стільки запасу напруги, що незначне падіння напруги не має значення. Однак у MOSFET іноді потрібна вся напруга, яку можна отримати. Крім того, при русі МОФСЕТ можна вийти з резистором більшої серії, ніж один, який би використовувався з двополюсними транзисторами; далі, залежно від того, хто рухається, один може бути в змозі розмістити резистори у другому ланцюзі таким чином, що навіть якщо транзистор вийде з ладу з коротким затворним затвором, він не піддаватиме контактний штифт надмірної напруги. Перший контур не пропонував би такого захисту.

Якщо це було критично важливим додатком, коли вам потрібен більше захист від шуму, коли програмований пристрій (uC або CPLD) використовується для передачі сигналу, слід врахувати, що умова скидання при включенні визначає такі штифти як входи перед активними виходами. Тож я б тоді включав резистор, що спускається, щоб уникнути ситуацій, що викликають блукаючий шум при наявності високих ЕМІ.

Жоден з них. Забудьте про висувний резистор. В обох ваших випадках еквівалент Тевеніну, який бачить база NPN, зліва, - це джерело напруги та резистор серії. Отже, використовуйте лише резистор послідовно з базою і вибирайте його так, щоб струм через базу був таким, який ви хочете.