Якщо частота / час підйому і відстань досить високі, щоб викликати проблеми, то так, вам потрібно припинити.
Модель лінії передачі
На найвищому сліді 97 мм, я думаю, ви, ймовірно, підете без них (з урахуванням результатів розрахунків нижче) Якщо у вас є пакет друкованих плат, який обробляє моделі IBIS та моделювання рівня плати (наприклад, Altium та інші дорогі пакети), то змоделюйте налаштування та оцініть, чи буде вони вам потрібні за результатами.
Якщо у вас немає такої можливості, ви можете зробити кілька приблизних розрахунків за допомогою SPICE.
У мене було трохи безладу з LTSpice , ось результати (сміливо виправляйте речі, якщо хтось бачить помилку)
Якщо припустити:
- Час підйому вхідного сигналу оперативної пам’яті становить близько 2н
- Друкована плата - FR4 з Er або ~ 4.1
- Товщина міді друкованої плати становить 1 ун = 0,035 мм
- Висота сліду над площиною землі = 0,8 мм
- Ширина сліду = 0,2 мм
- Довжина сліду = 97мм
- Вхід даних оперативної пам’яті становить 10 кОм паралельно з 5pF (ємність з таблиці, опір, вибраний для типового вводу LVTTL, оскільки нічого не задано - аркуш даних досить поганий, наприклад, струм витоку на стор.21 задається як 10А !?)
- Імпеданс драйвера становить 100 Ом (узятий із даних високих / низьких значень та струму даних -> Vh = Vdd - 0,4 @ 4mA, тому 0,4 В / 4mA = 100 Ом)
Використовуючи wCalc (інструмент обчислювача лінії передачі), встановлений в режим мікросмужкової стрічки і пробиваючи цифри, ми отримуємо:
- Zo = 177,6Ω
- L = 642,9 pH / мм
- C = 0,0465 пФ / мм
- R = 34,46 мОм / мм
- Затримка = 530,4 пс
Тепер, якщо ми введемо ці значення в LTSpice, використовуючи елемент лінії передачі втрати та імітуючи, ми отримаємо:
Ось моделювання наведеної схеми:
З цього результату ми можемо бачити, що з вихідним опором 100 Ом ми не повинні очікувати жодних проблем.
Скажімо, для зацікавлення, скажімо, у нас був драйвер із вихідним опором 20 Ом, результат був би зовсім іншим (навіть при 50 Ом спостерігається 0,7 В / нижче. Зауважте, що це частково пояснюється вхідною ємністю 5 пФ, що викликає дзвінок, перемах на 2ns був би меншим без ємності [~ 3.7V], тому, як Кортук вказує, перевірити також зведені параметри, навіть якщо не трактувати як TLine - див. кінець):
Основне правило полягає в тому, що якщо час затримки (час для передачі сигналу від драйвера до входу) перевищує 1/6 робочого часу, тоді слід трактувати слід як лінію передачі (зауважте, що деякі кажуть 1/8, інша скажімо, 1/10, які більш консервативні) Затримка 0,525 нс та час підйому 2н, що дає 2 / 0,525 = 3,8 (<6), ми маємо трактувати це як TLine. Якщо збільшити час підйому до 4ns -> 4 / 0.525 = 7.61 і знову виконати те саме моделювання 20 Ом, отримаємо:
Ми можемо бачити, як дзвонить набагато менше, тому, ймовірно, не потрібно вживати жодних дій.
Отже, щоб відповісти на запитання, якщо припустити, що я близький до параметрів, то навряд чи вихід із них викличе вам проблеми, тим більше, що я вибрав час підйому / падіння на 2нс, що швидше, ніж аркуш LPC1788 (стор.88 Tr min = 3 ns, Tfall min = 2,5 ns)
Безумовно, поставлення резистора серії 50 Ом на кожну лінію, ймовірно, не зашкодить.
Компонентна модель
Як зазначалося вище, навіть якщо лінія не є лінією передачі, ми все одно можемо мати дзвінок, викликаний згуртованими параметрами. Слід L і приймач C можуть викликати велику кількість дзвінка, якщо Q досить високий.
Основне правило полягає у тому, що у відповідь на ідеальне крокове введення Q 0,5 або менше не буде дзвонити, Q 1 має 16% пропускання, а Q 2 44%.
На практиці жодне крокове введення не є ідеальним, але якщо крок сигналу має значну енергію вище резонансної частоти ЖК, то буде дзвонити.
Отже, для нашого прикладу імпедансу драйвера 20 Ом, якщо ми просто трактуємо лінію як зібрану схему, Q буде:
Q = LС--√R s= 62,36 n H9.511 п F--------√20 Ом= 4,05
(Ємність 5pF вхідна ємність + лінійна ємність - опір лінії ігнорується)
Відповідь на ідеальне крокове введення буде:
Vo v e r s h o o t= 3,3 В⋅ е- π( 4 ⋅ Q2) - 1---------√= 2,23 V
Тож найгірший випадок максимальної потужності буде 3,3 В + 2,23 В = ~ 5,5 В
Для часу підйому в 2 нс нам потрібно обчислити резонансну частоту ЖК та спектральну енергію, що перевищує це, через час виконання:
Частота дзвінка = 1 / (2PI * sqrt (LC)) = 1 / (2PI * sqrt (62,36nH * 9,511pF)) = 206 МГц
12 π⋅ L C---√= 12 π⋅ 62,36 n год⋅ 9.511 п F---------------√
Проведення часу в 2 нс має значну енергію нижче (великого пальця) частоти "коліна", яка є:
0,5 / Tr = 0,5 / 2 нс = 250 МГц, що вище частоти дзвінка, обчисленої вище.
При частоті колін точно такої частоти дзвінка, оверсайз буде приблизно вдвічі менший за показник ідеального кроку, тому в ~ 1,2 рази більше частоти коліна ми, мабуть, дивимось приблизно на 0,7 від ідеальної крокової відповіді:
Так 0,7 * 2,23 В = ~ 1,6 В
Орієнтовний пік перевищення при тривалості 2 нс = 3,3 В + 1,6 В = 4,9 В
LС--√0,5 = 162 Ом опір (160 Ом зробить).
Якщо опір водія 100 Ом зверху, це означатиме резистор серії 60 Ом (отже, "додавання резистора серії 50 Ом не зашкодить" вище)
Моделювання:
Ідеальне крокове моделювання:
Моделювання часу відновлення 2 нс:
Рішення (додано резистор серії 100 Ω Rdrv + 60 Ω = загальний R1 160 Ом):
Ми можемо бачити, що додавання резистора 160 Ом створює очікуваний критично демпфірований відгук на 0 В.
Вищенаведені розрахунки базуються на принципах, які не є абсолютно точними, але в більшості випадків мають бути досить близькими. Прекрасна книга "Високошвидкісний цифровий дизайн" Джонхсона та Грема є чудовою орієнтиром для подібних обчислень та багато іншого (читайте приклад розділу NEWCO для подібного до вищезазначеного, але ще краще - багато з вищевикладеного базувалося на знаннях із цього книга)