У мене розгорнута конструкція, в якій ми відчуваємо високий (~ 4%) коефіцієнт відмов у частці перехідного перетворювача від 12 В до 5 В на друкованій платі. Роль перетворювача баку в ланцюзі полягає в тому, щоб зменшити вхід від 12 В (від підключеного свинцево-кислотного акумулятора) до 5 В, який потім подається на роз'єм USB-A для цілей зарядки акумулятора.

Усі повернені блоки мають однаковий характерний інтелектуальний перетворювач вибуху.

IC - це TPS562200DDCT від Texas Instruments (авторитетний виробник, тому я чую)

Ось таблиця даних.

Ось малюнок невдалого підрозділу:

Ось схема:

Ось перегляд файлу дизайну друкованої плати для цього розділу дошки:

Аналізуючи вихід з ладу IC-перетворювача, я думаю, що ви можете ігнорувати низький контур відключення акумулятора. Ця частина ланцюга просто використовує опорне напруга і низькочастотний прохід FET, щоб відрізати негативний клем акумулятора від решти схеми, коли напруга акумулятора опускається нижче 11 В.

Мені здається, що зовнішнє коротке замикання на пристрої, підключеному до USB-рознімання, не було б винуватцем, оскільки TPS562200DDCT має вбудований в нього захист над струмом:

7.3.4 Захист струму Межа надмірного струму на виході (OCL) реалізується за допомогою схеми управління детектуванням долини по циклу. Струм вимикача контролюється під час вимкнення, вимірюючи низький сток FET стоку до напруги джерела. Ця напруга пропорційна струму вимикача. Для підвищення точності зондування напруги компенсується температурою. Під час увімкнення вимикача FET високої сторони струм комутатора збільшується з лінійною швидкістю, що визначається VIN, VOUT, значенням часу та значення індуктора на виході. Під час увімкнення низькобічного вимикача FET цей струм лінійно зменшується. Середнє значення струму комутатора - струм навантаження IOUT. Якщо контрольований струм вище рівня OCL, перетворювач підтримує низький рівень FET і затримує створення нового заданого імпульсу, навіть цикл зворотного зв'язку напруги вимагає такого, поки поточний рівень не стане рівнем OCL або нижче. У наступних циклах перемикання час увімкнення встановлюється на фіксовану величину, а струм контролюється таким же чином. Якщо умова перевищення струму існує послідовними циклами перемикання, внутрішній поріг OCL встановлюється на нижчий рівень, зменшуючи наявний вихідний струм. Коли відбувається цикл перемикання, коли струм комутатора не перевищує нижній поріг OCL, лічильник скидається і поріг OCL повертається до більш високого значення. Існує кілька важливих міркувань щодо цього типу захисту від надмірного струму. Струм навантаження вищий за поріг перевищення струму на одну половину пульсаційного струму індуктора пік-пік. Крім того, коли струм обмежений, вихідна напруга має тенденцію до падіння, оскільки необхідний струм навантаження може бути вище, ніж струм, наявний у перетворювача. Це може призвести до падіння вихідної напруги. Коли напруга VFB падає нижче порогової напруги UVP, компаратор UVP визначає його. Потім пристрій вимикається після затримки УФП (як правило, 14 мкс) і перезапускається після часу гикавки (як правило, 12 мс).

Отже, хтось має уявлення, як це могло статися?

EDIT

Ось посилання на еталонний дизайн, який я використовував для створення компонентних значень та робочих точок для перетворювача доларів за допомогою конструктора TI WEBENCH:
https://webench.ti.com/appinfo/webench/scripts/SDP.cgi?ID = F18605EF5763ECE7

EDIT

Я провів деструктивне тестування тут у лабораторії і можу підтвердити, що я отримую дуже схожу на кучу розплавленого пластику, де раніше був конвертер Бака, якщо я вставлю акумулятор із зворотною полярністю. Оскільки наш вибір акумуляторного роз'єму дає порівняно високу ймовірність випадкових плагінів зворотної полярності (скажімо, 4% шансу -> підморгнути), то, мабуть, це може бути причиною більшості помилок, які ми спостерігали.

Я підозрюю перенапругу на мікросхемі, з другою можливістю насичення індуктора, як запропонував @oldfart у коментарі.

Ваш байпас живлення - це електролітичний конденсатор, трохи далекий від мікросхеми і невеликий електролітичний, тому він має відносно високу ШОЕ (і, на жаль, ШОЕ, яка збільшуватиметься з віком конденсатора).

Вхідний пульсаційний струм у поєднанні з індуктивністю розрядки від проводки може призвести до перенапруги на вході мікросхеми. Я пропоную протестувати його з живленням з довгими проводами і протестувати в межах діапазону живлення. Покладіть осцилограф на силові рейки і подивіться, наскільки великі шипи. Керамічний 22 мкФ конденсатор з електролітичним (наприклад, 1000 мкФ / 25 В 105 ° С) паралельно, якщо у вас є місце, було б набагато краще. Переконайтесь, що кераміка "22 мкФ" перевищує 10 мкФ при максимальній робочій напрузі. Він повинен бути максимально наближений до чіпа. І, звичайно, найкраще дотримуватися запропонованих методів компонування в аркуші даних так само ретельно, як практично.

Насичення індуктора - це інше питання - воно, як правило, виникає при мінімальній напрузі живлення, де вхідний струм максимальний. Ви можете перевірити це, обійшовши блокування блоку напруги та зменшивши вхід набагато нижче мінімально очікуваного. Симптомами буде надмірне розсіювання потужності в мікросхемі.

Проблема: дешевий високий коефіцієнт ESR та ігнорування приміток дизайну.

Редагувати

Ігноруючи додатки для автомобілів, якщо вони не застосовуються, врахуйте вимогу щодо низьких коефіцієнтів ESR.

Для цієї конструкції використовуються два вихідних конденсатора TDK C3216X5R0J226M 22 мкФ. Типова ШОЕ становить 2 мОм кожна. Обчислений струм RMS становить 0,286 А, і кожен вихідний конденсатор оцінюється на 4 А.

Зауважимо, що 22 мкФ * 2 мОм = τ = 0,044 мкс є чудовими керамічними показниками, де електролітичні конденсатори з низькою ШОЕ <1 мкс, а електролітичні конденсатори загального призначення >> 100 мкс. Оскільки f >> 50 кГц, це важливо для регулювання та покращується з трьома запропонованими частинами паралельно.

Неможливо досягти цього низького коефіцієнта ESR * C = τ в алюмінієвому електролітичному конденсаторі навіть при наднизьких типах ШОЕ. Ось чому в цій конструкції використовується кераміка.

Якщо ШОЕ занадто високий і застосовуються реактивні навантажувальні кроки, то є більше шансів на нестабільність, більш високу напругу пульсацій та перевищення.

Якщо у вас немає технічного проектування або тестових специфікацій або плану тестування DVT зі стрес-тестуванням, ця конструкція не була виконана належним чином.

Лист даних рекомендує C4 бути керамічним конденсатором з низькою ШОЕ (від 20 мкФ до 68 мкФ). Здається, у вас електролітик 22 мкФ. Усі приклади даних показують два 10 мкФ паралельно. Фактичне значення, ймовірно, залежить від частоти. Я не маю уявлення, чи це може бути, чи не може бути проблемою. Але ...

У мене MC34063 вийшов з ладу, оскільки вхідний конденсатор був недостатньо низьким або мав високу ШОЕ. Збій зазвичай траплявся при відключенні живлення, але це може не бути актуальним тут.

Завдяки деструктивним тестуванням тут, у лабораторії, виявиться, що найбільш вірогідною причиною цієї розплавленої купи внутрішньої частини перетворювача долара було застосування зворотної полярності до перетворювача долара.

Дякую всім за вашу думку, я обов'язково буду використовувати їх для покращення наступної ітерації цього дизайну.

Якщо ви плануєте повторно відвідати конструкцію, вибір деталі з більш жорстко керованим порогом Enable дозволить замінити весь ланцюг відключення низької напруги простим подільником потенціалу на штирі EN. Це заощадження витрат заплатить за новий пристрій і може дати певний бюджет на деякі компоненти захисту. TPS562200 може обмежувати струм до 5,3A. Індуктор, мабуть, сильно насичений до того часу.

Я б припустив, що дуже мала частина стає дорогою до нагрівання, коли на неї розміщується вантаж і просто згорає. Макет дошки також не показує багато способу використання міді як радіатора рівня дошки для деталі.

Можливо, вам знадобиться або придумати розповсюджувач тепла, скористатися пакетом, який має вбудовану теплову колодку, та / або знайти іншу частину в пакеті з великим улюбленцем.