Регулятор комутації Buck на основі ATtiny84a - будь ласка, критику!

Ось спроба розробити регулятор долара на основі ATtiny84a як контролера ШІМ. Він повинен перейти від акумулятора 4S LiPo (12,8 - 16,8 вольт) до розумно регульованого 12В виходу, який використовується для приводу сервомоторів, які приймають входи 10-14В 4S LiPo трохи зависокий, а 3S LiPo трохи занизький, тим більше, що я хочу номінальний 12В крутний момент. Конструкція призначена для доставки 40 ампер гірший випадок (зупиняючи більшість двигунів.)

Я не можу придбати одну з них, тому що як тільки я виходжу з діапазону 10-15A, всі перетворювачі постійного струму призначені для промислового використання і мають важкі корпуси, вони дуже дорогі, вимагають введення 24 В або інших подібних невідповідностей з моїми сучасними вимогами.

Ідея полягає у використанні вбудованого аналогового компаратора в AVR для виявлення понад / нижче цільової напруги та генерування імпульсу визначеної тривалості при виявленні нижнього.

Я б побудував це на дошці з 20-ти калібровими проводами, припаяними попереду компонентних каналів для шляхів високої потужності.

Я знаю про збереження «вузла комутації» та шляху зворотного зв’язку якомога коротшим, коли намагаються зробити макет. Я також заземлював би всі сліди, що не використовуються, щоб зробити для землі бідного чоловіка.

Я спробував вибрати дросель, де струм насичення відповідає моєму максимальному вихідному струму, і індуктор долара, де струм насичення вище, ніж мій максимальний вихід.

Кутова частота 94 мкФ та 3,3 мкг становить приблизно 9 кГц, і я думаю, що AVR працюватиме набагато швидше, ніж це. Я думаю, що 5 нас імпульсу кожного разу, коли виявляється недостача напруги, а потім просто повертаюся, щоб знову шукати недонапруження. Це дає максимальну частоту (майже на 100% робочому циклі) 200 кГц.

І ось схема: https://watte.net/switch-converter.png

На додаток до занепокоєнь, висунутих у коментарях (неправильна полярність P-FET, відсутність діода для спіймання / MOSFET), у мене є деякі проблеми, що швидко переглядаються:

• Мікроконтролер не зможе дуже важко керувати воротами Q1 (зазвичай штифти GPIO можуть створювати лише кілька міліампер), тому ваше включення та відключення буде дуже повільним. Це обмежить, наскільки добре поводиться ваш вимикач на високій стороні.

• У вас немає резистора від джерела до джерела на Q1, тому ви виключно залежні від GPIO, утримуючи або вимикаючи MOSFET. Якщо штифт GPIO переходить на високий імпеданс, MOSFET може увімкнути себе, якщо затвор знімає заряд із середовища.

• Якщо ваш резистор P-каналу 70R твердо включений (якщо Q1 насичений), він згорить

  $D \cdot \dfrac{(16V)^2}{70 \Omega} = D \cdot 3.65W$

  що божевільно велика потужність, оскільки D буде високим (вхід близький до виходу). Крім того, 225mA або близько того, що буде протікати, також буде спалено в Q1, що не є здоровим, оскільки це порівняно невеликий пристрій.

  (Тобі потрібно $V_{GS}$ приблизно 4В, щоб намалювати ~ 400mA через Q1, і вам потрібно $V_{GS}$ -7,5 В для 40А в Q4).

  • Ваша чисто резистивна мережа зворотного зв'язку - погана ідея. Вам справді потрібна певна компенсація та / або фільтрація. Ваш компаратор буде надшвидким і може реагувати на перемикання шуму, підхоплення, пульсації тощо - оскільки ви, схоже, не використовуєте підсилювач помилок з компенсацією для управління посиленням і фазою, вам знадобиться деяка шапка через R5 (і трохи удачі).

  • У вашому електроприводі немає жодного поточного моніторингу чи захисту від надмірного струму.

  • У вашому електроприводі немає захисту від перенапруги.

  • У вашому електроприводі немає захисту від перегріву температури.

  • Ви не маєте вхідного захисту від зворотної полярності та вхідного запобіжника у своєму електроприводі. Великий ні-ні, особливо коли джерело базується на акумуляторі (велика можливість короткого замикання).

Це більш простий проект, якщо ви використовуєте позаштатний аналоговий синхронний контролер долара. Я не розумію, чому ви хочете використовувати ATtiny для цього.

Це, як було сказано, не простий проект на будь-якому протязі. Ваша схема в основному неповна і не має базового захисту безпеки, який потребуватиме будь-яке джерело живлення (особливо, яке працює на таких потужних рівнях, як ваш).

Подумайте про свої вимоги, порахуйте всі втрати, спроектуйте деякі захисти та поверніться з оборотами. 2.

Ви розробляєте регулятор Buck для:

• Вин від 12,8 до 16,8 вольт від акумулятора високої ємності LiPo.
• Vout 12V @ 40 Ампер.
• Техніка управління є постійною в часі та змінним часом відключення.

Навіть після гарної відповіді Мадмангурумана є додаткові речі, які слід зазначити. Головною складністю з цією конструкцією буде високий струм, який обробляється. Я зверну увагу головним чином на компоненти енергообробки, модулятор живлення та фільтрацію.

• Потужність FET - це P канал. IRF4905: Rdson=0.02@25C, 0.034@150C; Ciss = 3500pF. Втрати провідності будуть дуже великими. Для Vin = 16.8V, Vo = 12V, Iout = 40A, Pcond =$\text{D } \text{Iout}^2 \text{Rds}$= (.7) (1600) (0.034) = 38Вт. Розглянувши термічний опір пакету TO220 і корпус для занурення вузла, потрібно буде виконати радіатор з 2С / Вт, щоб відповідати стику 150С з температурою навколишнього середовища 25С. Набагато краще використовувати N-канальні FET для високих поточних ситуацій. Інакше еквівалентний N каналу FET матиме 1/3 Rdson як P каналу FET.

• Ворота з воріт У цій конструкції немає адекватного приводу воріт. Спеціально для відключення. Якщо 70 Ом відключає FET із Ciss 3500pF, час відключення становитиме щонайменше 500nSec. Це означатиме величезні втрати при перемиканні в FET, ймовірно, щонайменше 15 Вт додаткових втрат у FET. Ця конструкція повинна мати набагато кращий привід воріт. Оскільки привід воріт все-таки потрібно вдосконалити; було б дуже вигідно перейти на N-канальний комутаційний FET і використовувати відповідний синхронний випрямляч з ІК-накопичувачем затвора (наприклад, IR2104 або LM5104 або якийсь подібний).

• Гістеретичний контроль. Немає проблем з постійним часом, змінним часом керування. Гістеретичний контроль може (якщо ви обережні) спрацювати добре і мати чудову перехідну реакцію. Але проблема тут полягає у використанні компаратора в UC. Потрібен доступ до компаратора, щоб забезпечити додатковий гістерезис. Отже, потрібно додати компаратор з гістерезисом із часом реакції менше 500nSec. Ви хочете додати гістерезис приблизно 100мВ.

• Вихідний фільтр. Хороший індуктор, L1. При 40A плюс пульсаційний струм він буде на межі насичення. Було б краще мати більш високу поточну частину, але це не є головним питанням. Схоже, вихідні конденсатори С1 і С2 є керамічними, що є хорошим вибором, повинен мати можливість загальної ШОЕ менше 20 мОм для напруги пульсації ~ 100 мВ. Цікаво, що опір навантаження при максимальному навантаженні (~ 0,3 Ом) дуже близький до характерного опору вихідного фільтра (~ 0,2 Ом). Це пощастило, оскільки це означає, що фільтр добре затухає, про це детальніше пізніше. Якщо ви керуєте тільки двигунами з цим джерелом живлення, у фільтрі другої ступеня (L2, C3) не повинно бути необхідності.

Залишилися деякі функції, які повинні бути там:

• Поточний ліміт, для власної безпеки, він повинен бути один, якщо нічого іншого. Коли обсяг струму обробляється, сюрпризи можуть з’являтись поспіхом. Ви не жили до тих пір, поки верхній вимикач вибухово не відокремиться від низу і не відлітає, щоб приклеїтись до стелі. У всякому разі, якась обмеження струму, навіть якщо це просто запобіжник.

• Вхідний фільтр. Щодо решти системи не зрозуміло, але вклад цього постачання буде джерелом величезних кількостей ЕМІ. Зазвичай це буде великою проблемою.

Тут також викликає занепокоєння вхідний опір. Регулятори комутації мають негативний вхідний опір і можуть робити хороші генератори (на жаль). Імпеданс джерела мережі LiPo і розподільної мережі повинен бути менше 1/2 вхідного опору живлення для запобігання коливань. Я думаю, що батареї LiPo з високою ємністю мають опір близько 20 мОм (хоча це збільшується з віком). Вхідний опір при повному навантаженні (40А) цього живлення з його поточним фільтром на виході (L1 з С1 і С2) має мінімум близько 100 мОм (при 9 кГц), що виглядає добре, якщо опір мережі розподільної мережі джерела буде низьким. Але пам’ятайте, що затухання вихідного фільтра виглядало так добре при навантаженні 40A, добре, якщо навантаження знизиться до 10A демпфування не так добре. Це означає, що при навантаженні 10А мінімальний вхідний опір падає приблизно до 50 мОм (при 9 кГц), що зробило б розподіл джерела справді жорстким та проблематичним. Який парадокс, що це проблема легкого навантаження, викликана змінним демпфіруванням вихідного фільтра.