Проблема стабільності в підсиленні єдності opAmp

Як частина керованого джерела живлення для тестування апаратних засобів у циклі для проекту, керованого студентом, мені довелося розробити буфер струму (послідовник напруги), який міг би джерелом напруги до 1 А.

У мене була (погана) ідея намагатися реалізувати цю просту схему:

PMOS всередині циклу зворотного зв'язку діє як інвертор (більше V_gate, менше V_out), і саме тому цикл закривається в ПОЗИТИВНОму терміналі opAmp замість негативного.

У лабораторії я встановив VREF = 5V і VIN = 7V. Я повинен отримати 5V на VOUT, але я отримую цей вихід поза контролем VOUT:

А це керуючий сигнал (вихід opAmp, підключений до затвора MOSFET)

Я знаходжу подібну поведінку в різних VREF, VIN та Rloads. Також зауважте, що вихід opAmp не насичений жодною з рейок.

Моє припущення, що коефіцієнт посилення циклу занадто високий, щоб підтримувати стабільність opAmp.

У мене є досвід роботи в системах управління та підсилювачах, але я не знаю, як застосувати його для вирішення цієї ситуації ...

Чи можливо застосувати деяку мережу зсуву фаз для стабілізації циклу?

Буду вдячний і за "швидкі хаки", або за освітні відповіді!

Це дуже просто - використовуйте N-канальний FET і використовуйте його як джерело послідовника. Можна навіть використовувати BJT. Наведений нижче приріст має завдяки 3k3 зворотного зв’язку та 1k до землі від -Vin. Якщо ви не хочете посилення, підключіть висновок безпосередньо до -Vin та опустіть 1k.

Буфер посилення єдності на виході підсилювача або є послідовником випромінювача, або послідовником джерела. Так просто - зворотний зв'язок від випромінювача / джерела назад до інвертування входу підсилювача.

Крім того, оскільки напруга джерела / випромінювача "слідує" за вихідним сигналом підсилювачів, ефекти навантаження на затвор / базу мінімальні, отже, при використанні MOSFET вам не потрібно турбуватися про ємність затвора.

Подумайте про це розумно - Аналогові пристрої або TI або MAXIM LT - їх маркетингова команда не збирається прокидатися одного ранку і скаже своїм дизайнерам - чому ви не можете розробити підсилювач, який дозволяє комусь додати етап посилення і очікуйте, що він буде стабільним. Якби вони зробили, дизайнери сказали б, що їм доведеться знизити продуктивність операційного підсилювача, щоб він був стабільним - як би цей оптичний підсилювач конкурував на ринку проти всіх підсилювачів, які беруть розумний шлях і продовжуйте будувати те, в чому вони хороші.

Ваш підсилювач коливається, тому що коефіцієнт підсилення з відкритим контуром більший за 1 при частоті, при якій зсув фази становить 180 °.

Операційний підсилювач у вашій схемі веде майже повністю ємнісний навантаження - ворота MOSFET.

Існує багато можливих способів виправити це за допомогою просто розміщеного резистора або конденсатора. Можливо, найкраще використовувати серійний резистор або паралельний RC-шунт або пару RC зворотного зв'язку - все залежить від конкретної схеми, про яку йдеться.

Детальніше про це див. У цій чудовій статті Analog Devices .

ПРИМІТКА. Ця публікація була широко відредагована, щоб додати глибину та чіткість. Складаючи оригінальну відповідь, було розглянуто багато деталей, які не були включені, щоб зробити речі короткими. Тут шкіра зірвана з процесу діагностики та розчинення, щоб показати, що відбувається під поверхнею, і додати речовини. Розгляньте це як своєрідний щоденник аналізу. Я залишаю оригінальну відповідь недоторканою для прозорих редагувань, додаючи деталі в старий текст і після нього.

$C_{\text{iss}}$

Коментар редакції щодо діагностики:

Звідки цей полюс 20 кГц?

$C_{\text{gs}}$$R_{\text{14}}$$R_g$

$F_p$$\frac{1}{\text{2$\pi $} R_{14} C_{\text{gd}} g_{\text{fs}} R_g}$$\frac{1}{\text{2$\pi $} \text{(1000)} \text{(150pF)} \text{(5)}\text{(10)}}$

$C_{\text{gd}}$$g_{\text{fs}}$$R_{\text{14}}$). Зробіть швидку суму зсуву фазового зсуву, щоб побачити, що, в кращому випадку, ви очікуєте 45 градусів фазового запасу, залишеного на 20 кГц (LM358 -90, IRF9530 -180 -45 = -315 градусів). Вже при 20 кГц фазова межа є в кращому випадку мінімальним, який ви хотіли б побачити у своєму циклі, і це 45 градусів, і це, мабуть, менше, ніж це. Гаразд, поки що це загальна SWAG. Його науковий, оскільки я використовував науковий калькулятор для множення та ділення, і це дика здогадка, оскільки я ще не переглянув таблицю даних для IRF9530 і не оновив свою пам'ять про LM358 Zo. Це дає швидкий показник ймовірного джерела проблеми для схеми ОП.

Шукайте найпростіші ідеї для покращення ситуації:

Спершу спробував запропонувати просте рішення для вихідної схеми, в результаті чого було зазначено два буклетні заяви. Це обидва підходи до надання допомоги, які не можна зробити досить далеко, щоб зробити якісь значущі зміни. Урок тут (що я вже повинен знати) ніколи не дає рішення про надання допомоги, оскільки вони не варті. Звичайно, є способи виправити оригінальний підхід, але вони є більш фундаментальними та складними.

$V_{\text{th}}$

Кілька приміток про схему, яку я запропонував:

• Серія R1 з воротами - просто зручність. У таких схемах дуже часто потрібно ізолювати ворота для усунення несправностей або тестування. Вискакувати резистор - це 5-секундна операція. Піднімати вивід TO-220 набагато менш зручно, робіть це більше, ніж пару разів, і ви навіть можете підняти колодку. Якщо ви використовуєте деталь для поверхневого кріплення, з резистора вам доведеться видалити FET.

• Я показую резистор 1kOhm для R15. Дійсно, хоча, враховуючи вихідний імпеданс LM358, я б не використав нічого менше 10 кОм ... і навіть міг би досягати 50 кОм.

Ви можете спробувати:

• Зниження вихідного опору підсилювача (багато) додаванням буфера послідовника випромінювача на виході підсилювача.
• $C_{\text{iss}}$

Оскільки вхід + підсилювач використовується як точка негативного зворотного зв'язку, у вас складні речі. Зазвичай ви хочете використовувати OpAmp як інтегратор з конденсатором зворотного зв'язку з виходу OpAmp на вхід. Таким чином, ви могли керувати точкою кроссовера підсилювача, щоб втрати фази, викликані ємністю FET, могли бути несуттєвими або компенсованими.

Ви можете почати з чогось такого:

Виберіть значення для C10, яке спричиняє посилення підсилювача через нульове посилення на частоті 1 кГц або менше для стабільності. Використовуючи FET, ви не зможете отримати більше 3В при будь-якому навантаженні на виході. У такому випадку вам доведеться подивитися на використання BJT або вище Vin.

Коментар редакції щодо рішення джерела послідовника:

Ось як я подумав про базове дизайнерське рішення.

Що ми знаємо про те, що намагається зробити шипшина зі своєю схемою? Ну, він хоче використовувати 7V для забезпечення напруги до 5В з навантаженням на 1 ампер, і йому хочеться, щоб вихідна напруга відстежувала керуючу напругу (яку він називає опорною напругою). В основному, хочеться лінійного регульованого джерела живлення, що використовує операційний підсилювач LM358 для компенсації помилок в циклі, і є лише 2 вольт головної кімнати (це буде проблемою для LM358).

Ми не знаємо, яка модуляція контролюватиме посилання. Це буде пандус, синус або, можливо, імпульсна або ступінчаста модуляція? Крок - найгірший, хоча якщо ви плануєте це не так вже й багато, то порахуйте, що опорний вхід рухається поетапно.

$C_o$

Два основні шляхи:

Або компенсуйте загальний вихідний ланцюг стабільним, або переключіться на схему послідовника джерела. Перший варіант має багато достоїнств, але він складніший, і я шукав найшвидше і найменш складне рішення. Другий варіант, послідовник джерела - це простіший дизайн, оскільки він обмежений. Під обмеженням я маю на увазі перехід від прохідного елемента, який буферизує струм і має посилення напруги до такого, який буферизує струм і має (крім особливих обставин, визначених паразитичними елементами) коефіцієнт посилення напруги. Перевага загальної схеми джерела полягає в тому, що це рішення з низьким падінням, яке ви втрачаєте за допомогою підсилювача послідовності джерела. Отже, просте місце для початку - це послідовник джерела.

Проблеми з використанням етапу живлення послідовника джерела тут:

• $V_{\text{th}}$$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$
• $V_{\text{gs}}$$\beta$$V_{\text{ce}}$Побічна примітка про LM358: National Semiconductor сподобався цьому підсилювачу достатньо, щоб перетворити його на принаймні 3 лінійки продуктів LM124 (квадратик) LM158 (подвійний) та LM611 (одинарний з посиланням). Листи даних для LM124 та LM158 не надто чіткі щодо продуктивності поблизу кросовера, але таблиця даних LM611 чудова ... див. Особливості рисунків 29, 30, 35 і 36. Подивіться на ті приклади схем, які мають навколо інтегратора ковпачки OpAmp.

$V_{\text{th}}$ добре, і використати комплімент до IRF9530, IRF520 як елемент передачі моделі.

$V_{\text{ds}}$$g_{\text{fs}}$$C_{\text{gd}}$$C_{\text{gs}}$$C_{\text{gd}}$ ви повинні бути в курсі.

$C_{\text{gd}}$

Коли коефіцієнт посилення падає на 20 дБ / десятиліття, фаза становить 90 градусів, якщо найближчий простий полюс знаходиться за десять років. Простий полюс призведе до 90 градусів фазового зсуву протягом 2 десятиліть у центрі з 45 градусами зсуву на полюсі.

$C_{\text{gd}}$становить 150 пФ, що відштовхує ефективну частоту полюсів назад приблизно на 1,5 октави (реально 1,6 октави, але чому калбує понад 0,1 октави). 1,5 октави коштує приблизно 20 градусів зсуву фази, тому зараз підсилювач має лише 25 градусів фазового запасу. Якщо 45 градусів запасу фази призводить до промахування в 1,3, скільки очікується перевищення при 25 градусах фазового запасу?

Ось сюжет крокового прокручування порівняно з фазовим запасом відкритого циклу для підсилювача зворотного зв’язку одиниці посилення.

Знайдіть 25 градусів фазової межі на ділянці та переконайтесь, що вона відповідає прострілу приблизно 2,3. У цій схемі послідовника джерела, що використовує IRF520, ви очікуєте, що ступінчастий вхід 100mV при опорній напрузі може викликати проміжок 230mV поверх його 100mV відгуку. Цей промах перетвориться на дзвінок зі швидкістю близько 500 кГц протягом тривалого періоду. Імпульс струму на виході мав би аналогічний ефект великого перекриття з подальшим дзвоном на близько 500 кГц. Для більшості людей це було б неприпустимо врожайним.

Як можна було зменшити весь цей дзвін? Збільшити запас фази. Найпростіший спосіб збільшити запас фази - додати кришку інтегратора навколо підсилювача всередині контуру зворотного зв'язку. Фазова межа більше 60 градусів усуне дзвінок, і ви можете отримати це, зменшивши посилення Opamp приблизно на 6 дБ.

Вірогідний сценарій

$V_{\text{ds}}$$C_{\text{gs}}$. Ємне навантаження на виході Opamp почне збільшуватися з 150pF, рухаючись до 500pF. Дзвінок із доданою ємністю на джерелі погіршиться. Користувачеві це теж не сподобається, і він спробує ще більше ємності для завантаження джерела. До того часу, коли ємність у джерела досягла 1uF, схема, швидше за все, більше не буде дзвонити ... вона буде коливатися.

Оскільки я очікую, що ємність буде додана до виходу ланцюга, я б розміру ковпачка інтегратора знизила посилення циклу на 20 дБ або близько того.

Якщо припустити, що проблема полягає в ємнісному навантаженні (воротах MOSFET), деякі ідеї:

1. У звукових підсилювачах класичним підходом до захисту від ємнісних навантажень є включення вихідного індуктора, часто послідовно з резистором. Просто ідея, яку потрібно пам’ятати: не забувайте про індуктори як про спосіб ізоляції від ємностей.

2. Коли-небудь помічаєте, як аркуші даних лінійних регуляторів напруги завжди рекомендують байпасний конденсатор на виході? Це допомагає при ємнісному навантаженні. Хоча це виглядає як парадокс, аргументація полягає в тому, що навмисно посаджений конденсатор має більш високу ємність, яка перекриває малу ємність навантаження, створюючи тим самим домінуючий полюс на меншій частоті. Спробуйте конденсатор від виходу підсилювача на землю, 0,1uF до 1uF.

3. Оскільки ви використовуєте + вхід для негативного зворотного зв'язку, є велика можливість у цій схемі додати компенсацію Міллера у вигляді більш локального циклу негативного зворотного зв’язку: конденсатор, підключений від виходу підсилювача до входу, а не на землю.

4. Ваш вихідний етап є загальним джерелом, і тому він отримує прибуток! Операційний підсилювач вже має підсилення з відкритим циклом, і ви додаєте більше в цикл. Розглянемо вихідний етап, який не додає більше вигоди: див. Відповідь Енді Ака.

Зауважте: наступний параграф дещо невірний, у тому сенсі, що ваша ідея могла (і справді) працює з деякими перетвореннями та в багатьох продуктах, зокрема, ЛДО PMOS; дивіться подальший матеріал. Я залишаю цей параграф тут, хоча LvW відповів на нього.

Що ж, ємнісне навантаження - це складна проблема, з якою можна впоратися навіть у правильно налаштованій схемі, але у своїй схемі [як намальовано] ви надаєте позитивні відгуки про підсилювач! Це коливатиметься як божевільне навіть у симуляції ... з тим самим передбачуваним 5Vpp. Так, форма коливань дещо відрізняється в моделюванні, але що ви очікуєте ... без паразитиків і LM358 має досить базову модель SPICE.

@LvW: Мені потрібно подумати трохи більше про те, що саме відбувається, але також побачити оновлений графік із графікою Vgate. Зрозуміло, що він ніколи не досягає 5 В, тому операційний підсилювач ніколи не бачить фактичних негативних відгуків, як це вважається. Таким чином, opamp працює як компаратор в основному. Між цими двома сигналами також є деякий зсув фази, але я не впевнений, що це причина коливань, швидше я думаю, що це "за задумом". Я намагався додати кілька великих (1 К, навіть 10 К) резисторів на воротах, і він все ще коливається тим же.

В основному те, що ви намагаєтеся зробити - це створити PMOS LDO ! Але ти робиш це досить неправильно. Вам потрібно компенсувати його обхідним ковпачком правильного розміру та ШОЕ! Крім того, PMOS LDO буде приймати зворотний зв'язок через дільник напруги. Ось мій аматорський дизайн LDO:

Як і звичайно з НДО PMOS, вихідна кришка ESR є критичною і повинна знаходитися в певній смузі. Подивіться, що станеться, якщо я опущу її, наприклад; починає коливатися:

Якщо ШОЕ занадто високий, ви знову в біді; добре для цього навантаження воно повинно бути досить високим, перш ніж воно коливатиметься з іншого боку безпечної смуги:

Насправді, єдиним критичним елементом у цьому є обмеження компенсації. Здається, що 10uF з коефіцієнтом ESR 0,1ом працює для досить великого діапазону навантаження від 1 К до 5 Ом (що дасть вам вихід 1А, який ви хотіли):

Звичайно, ви отримаєте обмеження пропускної здатності.

Ваш opamp не стабільний, ймовірно, тому, що ви керуєте ємнісним навантаженням (ємність воріт). Видаліть C10 і зменшіть значення R15 до десятків Ом. Ви також можете спробувати використовувати інший opamp. Лист даних LM358 говорить:

Ємнісні навантаження, які прикладаються безпосередньо до виходу підсилювача, зменшують запас стабільності петлі. Значення 50 пФ можуть бути розміщені за допомогою найгіршого неінвертуючого з'єднання посилення єдності. Великі коефіцієнти посилення замкнутого циклу або резистивна ізоляція повинні використовуватися, якщо підсилювач повинен керуватися більшою ємністю навантаження.

Вхідна ємність IRF9530 становить 500 пФ, тому вам неодмінно потрібно поставити невеликий резистор між виходом операційного апарата та затвором MOSFET.